随着第三代半导体宽禁带技术的迅猛发展，氮化镓和碳化硅逐步的成为了高频电力电子电源应用的很有前景的功率器件。
【分享主题】氮化镓主题报告（四）应用宽禁带器件的高频电源技术
【分享时间】3月20日（周五）14：00-15：00
【分享嘉宾】张之梁 南京航空航天大学教授
▌以下为整理的分享内容（略有删减）。
大家好，我是张之梁，来自南京航空航天大学，汇报的题目是应用宽禁带器件的高频电源技术。
本次汇报主要包括以下4个方面，首先会给大家介绍MHz GaN多路输出变换器共模噪声抑制，是1-kV 1-MHz Stack-Bridge LLC变换器以及SiC双向便携式充电技术。
随着第三代半导体宽禁带技术的迅猛发展，氮化镓和碳化硅逐步的成为了高频电力电子电源应用的很有前景的功率器件。一般而言，在高压的时候主要用的是碳化硅器件，在低压场景则用氮化镓器件较多。但是在650伏的功率电压等级下面碳化硅和氮化镓器件这两者是竞争的。他们二者的竞争具体会取决于设计的成本、工作的体积、大小、重量等等。目前，罗姆已推出650伏的碳化硅器件了，和600伏GaN system的氮化镓器件，可以在性能上面是竞争。
下面讲南航开发卫星电源氮化镓的应用项目，它是来自于航天五院的卫星电源的需求。传统的这种卫星电源早期的时候都是28伏母线，所以卫星的功率一般小于2千瓦。随着卫星载荷不断增加，对功率要求越来越大，因此希望通过提高母线电压来提升其功率，也有助于减小整个电源系统的体积和重量。
在实际应用当中，母线是100伏的，输入电压范围是90~110伏，但输出就比较特殊了，需要3路的输出，包括±12伏和±5伏。±5伏它输出的电流比较大，能达到6安培、30瓦，是主要的功率输出回路。而±12伏给其辅助电源供电。样机当时开发的设计主要是考虑到体积和重量的要求，开关频率定到了1兆赫兹，为了充分发挥氮化镓器件的高频和开关损耗小的特点，整个功率是50瓦。采用的有源钳位正激变换器，在±12伏这两路输出，由于电流比较小，所以用的是二极管整流。但是针对大电流的6安培的输出，用了自驱动的氮化镓的整流技术，整流的方法它是依靠变压器副边节点的电压，通过相应的驱动电路整形之后，直接驱动氮化镓同步整流管和续流管。
由于这是多路输出的变压器，绕组会比较多，原边有绕组，副边三个绕组，还有辅助绕组给整个电源控制芯片供电。由于在平面变压器这种应用中原副边它是平面重叠，所以面积比较大，原副边会有结电容，原边的绕组之间也会有重叠面积也存在结电容。所以首先要对平面变压器进行电容模型的建模，主要的思想是利用电场能量守恒概念去建立集成电容的模型，把绕组和绕组的分布电容用集成式的等效电容来替代。而电容的作用是描述高频开关变换器、共模噪声的通路的重要的方法。
首先从单绕组的模型做相应的推导，从原副边两个绕组之间的模型进行电容的推导，具体的数学过程就不去详细描述
是推导的过程，大家有兴趣可以在PPT当中看到，是对电势进行了建模，再利用电流、电压以及电容之间的关系来计算出等效电路对应的电容。
从两电容的模型的计算，通过电位的分布，可以计算出总的噪声、共模噪声电流。如果总的噪声电流求得它等效的对应的电容的情况。也就是说通过建模，得到单个绕组的寄生电容。
在变换器当中的绕组比较多时，尽量减少这些高频饶组的寄生电感。对于氮化镓器件，它开关速度就几个纳秒，10个纳秒以内的这种开关速度，开关频率也很高。所以对于硬开关电路状态，线路集成电感会极大的影响整个开关的过程造成 VDS的电压震荡，或者变压器漏感和结电容的震荡等等，进而造成额外损耗和影响电路工作状态。需要去设计多路输出的这种平面变压器的方式了，来使得寄生结电容参数最小。
对于多绕组的变压器，因为的绕组的数很多，可用磁势的分布方式进行初选绕制方案，通过什么样的架绕方法的漏感会更小了？但是如果为了得到更加精确的解，或者说初选了解之后，有若干个绕组的排布形式是可能很好的，怎么在这些绕组形式当中再去区分哪些绕组排布可能会更加好？建立电场模型，把变压器的漏感根据形状进行建模，通过空间漏感能量的最小，来保证各路的漏感最小。
是做的3D的有限元仿真，可以把相应的绕组的需求、原副边以及辅助绕组都放进去做相应的仿真，在ansys里面做仿真，得到不同组绕法的对应的感值
有了感值，通过初选出感量最小的作为方案，再对电容的情况进行建模，对它整个模型进行建模，就要原副边的结电容。在已得到的绕组结构的基础之上，把结电容引入进去，引入进去之后，通过分析的共模电流和差模电流的通路，将开关器件作为噪声源的注入，它有电流噪声的dv/dt的电压变化，通过结电容的耦合产生相应的共模电流，共模电流会先通过原边和副边的结电容再通过副边的大地流回原边，产生流经过检测设备的共模电流，就要尽可能的减小原副边的结电容。
在分析开关电源的EMI的过程当中，要用电压源和电流源先去替代非线性的开关，把它作为噪声源的输入，以变压器一侧绕组与电压源并联，用电压源来替代去掉相应的并联器件，接着用二电容模型替代变压器，给共模电流的通路建立出相应的模型。最后是用替代定理分析共模噪声，去掉对共模噪声没有影响的电压电流源，最后进行有效的集成电容的分析和提取。所以方法是开关电源隔离性变换器，或者说分析EMI通用的方法和手段。
利用方法把开关、电器件做了相应的替换以及电容的迭代，可以得到不同开关状态二极管以及开关管的作用状态之下，流过的电流的情况以及等效电容的情况，分别可以看到1、2、3、4这4张图里面不同的器件对共模通路的影响的情况。在通过叠加定理就可以得到所有的噪声源器件、开关器件产生的噪声的通路最终对LISN上面检测共模电阻，共模电阻检测部件上面产生的共模电流对应的噪声压降了。
所以这样去做，就是说首先要了解共模噪声的通路的机理，可以用等效电路的方式，人为的去补充共模噪声抑制的电容，电容可以把在刚才建模得到电容的噪声的通路进行抵消，抵消的目的是什么？是让共模的电流在内部形成循环，而不流经检测LISN上面的单元，这样一来的话，利用抵消的电容产生反向抽取电流，值可以用来抵消电路当中的共模噪声电流。所以选取可以通过模型的方式去找到。
所以在实际使用当中，对于这样的变换器，首先把它接在噪声源上面进行测试，得到等效的 Ceq也就是共模的等效电容，在得到之后，可以人为的引入相应的抑制性的电容。那通过测试的方法注入信号发生器，去测量相应的电容值就可以得到。
以上面推导的整个过程为基础去做EMI测试，就氮化镓器件来说，可以在电路上实际测量开通和关断的时间、上升斜率等等，以及相应的高频震荡。把它作为噪声模型信号放入到刚才推导的多路的变压器的模型当中，可以做相应的 EMI测试。在测试当中实测的噪声图和用预测的方法可以看到它是非常吻合的，也就是整个对平面变压器这种快速开关器件建模的过程是可行的。
所以通过上面的方法，首先找到了等效电容，利用刚才提到的消除电容的方法消除共模噪声，把噪声值进行相应的降低，可以相应的减小共模噪声滤波器的大小。在这张图上可以看到，如果进行合理的补偿，可以降低原始的噪声，但补偿的大小要取决于整个电路的模型和实测出来的共模噪声的电容。
另外就是在刚才的变换机理当中，输入的EMI滤波器它比较大，是分立差模和共模的滤波器，实际呢为了使得功率密度进一步提高，做了把EMI滤波器进行全部集成的这么方案。利用方法可以把差模共模的所有的滤波集成到器件上面，这样带来的好处是极大的减小了多层板的面积，同时由于滤波器的体积减小，使得整个板子面积减小之后，也会使得线路当中的机身参数会有大幅的减小。减小的经济参数，会帮助减少相应的开关损耗。另外在热的设计上面，也通过适当的改进，比上一版样机的铜厚也有所增加，所以这样一来的散热状况也有很大的改进。效率也得到相应的提升，一方面效率提升对应损耗可以减小，另外一方面铜厚的提升也是降低。所以热大概是可以降低将近30%。温升可以降低，体积还变得更小。所以的目的就是把它做得非常的紧凑，效率也非常的高。在氮化镓它发挥了非常大的作用，开关频率跑到一兆赫兹，是比较高的开关频率了，保持它温升的控制，充分发挥了氮化镓器件的优势。
氮化镓器件通过整个分析，对共模噪声影响，偏温频率会使得共模噪声的频谱往高频去跑，器件的上升下降时间也会对频谱有影响。总体上来讲，开关频率的提升使得高频噪声往高频段跑了很多，EMI滤波器是有助于帮助减小的。但是由于噪声往更高频段跑了，对EMI滤波器的设计，特别是实现当中，所有EMI滤波器自身的集成参数，包括线和线之间的电容效应以及线本身杆的效应等等，都会改变滤波器对高频信号的滤波效果。所以一方面来讲，氮化镓可以有效的减小EMI滤波器的大小、尺寸，但是同时也对EMI滤波器本身的设计以及物理上的实现，带来了很大的挑战。
所以把上面的结论进行相应的总结，开关速度的提升肯定会导致EMI的噪声增加。但是速度提升相比而言，噪声源的影响是弱于开关频率的。开关频率的提升可以减小EMI的整体体积，但是对高频特性来讲，因为EMI本身的设计会是很大的挑战。
下面给大家介绍高压的应用的实例，高压讲的是电源的高压，一般常规的电源是400、420伏到500伏之间比较多，现在随着技术的发展开始向更高电压等级。
有应用场景比较多的，比如说系留的无人机，它要求电压比较高，要达到1千伏，另外舰船的母线电压也会比较高，还有高端的新能源汽车也会采取800伏的母线结构替代传统的400伏、600伏的母线结构。这样做的最根本的目的就是提升整个功率系统的密度、降低效率。电压高对用铜量也会有很大的减小，可以把的电源做得更小，但是电压高的同时给带来了很大挑战，那就是功率器件在这种高压下面，的dv/dt会非常大，尤其是像碳化硅、氮化镓这种开关速度很快的器件。另外高压下面对绝缘、防护会有很大的要求和挑战。
给大家看氮化镓LLC的例子，是1千伏、1兆赫兹输入的这么例子。电路在计算机电源的服务器当中用的是非常多的，传统的是400伏转到12伏用的比较多，原边会采用 LLC矩阵变压器的结构形式，矩阵变压器原边是串联的，副变是并联的。原边这样串联形式可以自动均流，副编可以实现同步整流的自动均流。LLC变换器特征，相信大家都会有所了解了，主要是软开关的能力，还有副边整流二极管实现零电流开关。原边优势在于零电压开关，因为1千伏的电路结构，采用原边采用step bridge堆栈结构。可以降低每只氮化镓器件的电压应力。目前能得到的比较好的氮化镓器件是650伏的器件，所以做了1兆赫兹的设计。
为了把电源做的很扁平化、很小型化，会用平面变压器，但平面变压器最大的问题就是原副边绕组是用PCB绕组去做的，所以原副边会存在很大的重叠面积，就存在着很大的结电容。结电容在原边产生很高的dv/dt的时候，电压变化会在结电容上产生相应的位移的电流，就位移电流会直接影响到原边的谐振电流。本质原因是因为传统的谐振腔它不是对称的结构，所以从a、b两点看进谐振腔阻抗并不相等，等效的就会有原边到副边的高频的位移电流。为了解决问题，就把传统的LLC做了谐振腔的分离，把原来LLC的串联谐振分成了两个等效的LLC，们的杆量和容值加起来之后和原来的LLC是一样的。当这样分离之后，就把原来不对称的效应很大的改善了。
平面变压器有不同的绕制方式，通常来讲夹绕做的比较多，但夹绕带来的问题就是结电容分布会很大。因为它每一层绕组原副边是碰在一起的，但是这样去做漏感会比较小。但对于像LLC这种谐振变换器，它漏感在很多情况下会被的谐振电感吸收了。所以如果把原边和副边整体分开，虽然漏感会大，但是原副边的结电容会小很多。高压应用的时候，位移电流对谐振电流影响就小很多。
所以做了分离谐振腔的过程，并进行了相应的测试和分析。整体的思路就是把谐振腔进行分离、分割。
以及推导相应的阻抗，具体的数学过程就不去讲了，主要的思路就是通过完全相同的谐振腔的a、b两点的结构看进去，它可以达到阻抗一致，这样对电流的抑制性就会是一样的。
目前完成了1千伏、3千瓦的GaN的样机，是做的样机的情况。同时当时还做了300kHz碳化硅的，并拿它与1MHz的氮化镓做了对比，输入条件是几乎完全一样的。氮化镓的开关频率可以跑到1MHz，但碳化硅（目前用的1700伏的碳化硅）高频特性还是差了。所以跑到当时设计的300k时，可以看到氮化镓器件，如果的电路结构发生了变化，开关频率同样会提升。对这种隔离型的变换器，被动元件大幅减小，包括电容的容值、滤波器的大小也会减小很多。所以如果采用更新的技术，氮化镓在某些场合下面可能会比碳化硅会更有优势，但是从工程实用角度来讲，目前碳化硅器件在高压条件下，技术成熟度会更高。
简单看实验波形，大致的过程就是对比这两个谐振腔，可以看到电流的平滑程度是不一样的，原来谐振线上有很多高频的电流，就是由于极电容的影响，有电流的畸变。
这是同步整流的波形，LLC是1兆赫兹，用的是数字控制的同步整流，有相应的 LLC的算法来做同步整流，因为LLC是调频的变换器，它同步整流完全靠原边的信号是很难去完成的，所以需要副边去做相应的控制。
这是实测的效率曲线，效率最高可以做到96.2%了，这是很高的效率。从1000伏甚至最高电压1150伏直接变为28伏，主要是给无人机上的机载设备供电，所以效率是很高的。
同样之前给大家讲的探索对氮化镓的理解，也是源自于1千伏、4千瓦碳化硅的无人机电源的开发。当时电源更多的是给雷达系统去用的电源，输入电压从850伏到1100伏，所以它是相对宽电压，它48伏给雷达用，总重量要控制在3千克，现在做的样机是初步的搭载的无人机电源样机了。现在做的更新一代的样机，就是说马上后面要量产会去做就是把4000瓦模块在体积、重量、大小几乎不变的情况下，功率提升到6.7千瓦，三个模块并联形成20千瓦，总重量是9公斤，是要完成样机目标，充分发挥了碳化硅的技术优势。
第3个部分呢给大家简单介绍碳化硅做的双向充电的工作。
目前的双向充电一种就是壁挂式的，还有一种就是物流车用的便携式的，但是未来充电也有很多热门的话题，就是双向的OBC或者是双向的便携式充电。对于单向220伏的系统来讲，它能出的最大功率大概就7千瓦，或者说就6.6千瓦的这么充电的等级和要求。所以针对应用场景，用了碳化硅的器件去做了这么测试。
是最终的电路。前面是双向的AC/DC变换器，后面是LLC变换器。相应的电压、参数、器件型号都给出了大家。用了900伏、1200伏的碳化硅，这两种器件都有使用。在电池电压是从240伏到420伏，整个系统都是双向运作的。LLC这一极主要是要高效率，bridge PFC这一块它是要保证双向的功能。LLC的双向控制也有相应的研究，因为电路特点是正向工作时效率特别高，但是反向工作的时候反向增益会有所下降，时候为了弥补反向增益的下降，要实现双向运行，特别是反向运行的时候，就要去变母线电压，以变母线电压的方式来提升逆变器所需要的并入电网的电压。
给出变母线电压的实验波形了，它有中间母线电以及充电电压，所以它正反向都能实现并网和独立的运行，是用器件的优势。
在分别去测试了前极的AC/DC也就是无效PFC这部分的效率和AOC部分的效率。在它正向充电的时候，可以看到它两极变换器乘起来的效率，在满载时可以达到96，这是很高的效率。在其的不同负载范围之内它甚至可以达到97，这取决于工作点。这种效率对这种目前用的纯电机是非常高的，它也得益于使用了碳化硅器件。正在开发相应的产品了。
当反向工作的时候，反向也是设计在最大功率可以到6.6千瓦的，它有AC/DC和DC两部分效率，把它乘起来的总效率也能达到96%。所以有的产品需求它并不要求反向的时候是6.6千瓦的输出。很多现在的反向应用更多的是应急救援，或者说反向补电的这么需求。所以反向功率可能只需要3.3千瓦。那样一来的话，整个电路的优化设计会稍微有些变化。现在正在开发的样机就是正向6.6千瓦，反向是3.3千瓦，所以它会有变化，另外电压的范围可能会变得更宽，来满足不同电池电压等级的充电要求。
是现在开发的充电机的要求，是双向运行的，电压会达到240~530伏，满载正向6.6kw、反向3.3kw。目前按效果下来，充电效率可以做到95%，因为电压范围更宽了。另外成本，现在用的是900伏的Wolfspeed的碳化硅器件，不同的碳化硅器件，价格会差的比较大，性能很高的器件，特别1200伏的性能会非常好，但是成本也会高。
最后是小结。
今天很高兴有机会向各位专家汇报做的工作。主要举了宽禁带器件在DCDC变换器上面巨大的优势的应用，今天介绍的更多的是隔离型变换器的需求。因为宽禁带器件，特别是氮化镓如果跑到1兆赫兹，开关频率会非常高，那的子件可以做得非常小。这样的话的体积重量就会降低，但是器件带来的噪声影响也会变得更加明显，变压器的集成参数影响也会非常明显。
另外讲了两个高压的需求，主要是输入1千伏的，做了氮化镓和碳化硅的对比工作。氮化镓在高压的时候，如果用多电平结构也会有相应的优势，dv/dt可以降低。另外氮化镓器件最大的优势是开关速度特别快，所以它开关损耗非常低。
最后工作就是双向充电技术的研究，给出了大家方案和相应的效率，碳化硅器件的充电效率可以做到96%。报告更多的就是从应用的角度、电路的角度以及控制角度去介绍了宽禁带器件潜在的需求。
非常感谢各位专家、各位领导，谢谢大家。
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