本发明提供一种主动振动控制装置，即使在用于补偿控制系统特有的延迟特性等的FIR滤波器的计算时间受到限制的情况下，也能够确保所需的静音性能。当参考信号的频率等于或小于Fm时，采样调整电路16通过开关41将参考信号输出到下采样电路13。参考信号由FIR滤波器14进行延迟补偿，由插值电路15进行插值，返回到标准采样周期，并输出到LMS处理单元5。另一方面，当参考信号的频率超过频率Fm时，采样调整电路16通过开关41将参考信号输出至FIR滤波器12，并且将延迟补偿后的参考信号直接输出至LMS处理单元5。 。 LMS处理单元5基于插值电路15或FIR滤波器12的输出来计算使由误差传感器9检测到的误差信号最小的滤波器系数，并将该滤波器系数输出至ADF 3。
主动振动控制装置技术领域本发明涉及主动振动控制装置，尤其涉及一种原动机，原动机的负载装置（例如压缩机或发电机），发动机的排气消声器以及具有进气/排气功能的装置或车辆。主动振动控制装置技术领域本发明涉及一种主动振动控制装置，该主动振动控制装置主动地控制并减小由行驶等产生的振动以及由该振动引起的噪声。背景技术
[0002]在本发明中，术语“振动”用于包括“噪声”。
[0003]在振动控制装置中，存在一种称为主动振动控制装置的振动控制装置，该振动控制装置使从振动源（噪声源）产生的振动衰减以减小振动和噪声。传统上，作为这种类型的主动振动控制装置，如图3所示，用于检测来自噪声源（振动源）的噪声的噪声传感器21和用于检测来自噪声传感器21的噪声的噪声传感器21。自适应控制电路22，用于生成抵消信号，该抵消信号的传输特性在控制点上相对于基准信号的传输特性具有相反的相位传输特性，以及自适应控制电路22生成的抵消信号众所周知，基于信号发出消除声音的扬声器23和检测由扬声器23产生的消除声音与参考信号之间的消除误差的麦克风24被用作主要部件（例如， JP-T-1501344。
[0005]在上述传统的主动振动控制装置中，由噪声传感器21检测到的噪声（主要噪声）由A / D转换器25采样，并获得数字数据的参考信号（参考信号）。它作为x（n）输入到自适应控制电路22。如上所述产生的消除信号从自适应控制电路22输出，由D / A转换器26转换成模拟信号，由放大器27放大，并且消除声音（二次噪声）从扬声器23发出。 。
[0006]另一方面，麦克风24接收来自扬声器23的消除声音和来自噪声源的噪声之间的消除误差，并且消除误差ε被放大器28放大并且被A / D转换器29采样。然后，将其提取为数字数据的误差信号e（n），并反馈给自适应控制电路22。即，误差信号表示一次噪声和二次噪声之间的抵消误差，在主动振动控制装置中，通过改变抵消信号的传递特性来改变噪声特性，以使误差信号成为最小值。减少了。
[0007]此外，自适应控制电路22包括FIR型自适应数字滤波器（以下称为“ ADF”）221和具有从扬声器23到麦克风24的传递特性的滤波器C，该滤波器对于该控制系统是唯一的。通过LMS算法（LMS：最小均方）根据（φ）221和参考信号r（n）和通过用滤波器C（φ）221对参考信号x（n）进行滤波而获得的误差信号e（n）获得ADF 221。 LMS处理单元223用于更新滤波器的滤波器系数。基于通过滤波器C（φ）222对参考信号x（n）进行滤波而获得的参考信号r（n）和误差信号e（n），LMS处理单元223确定误差信号e（n）具有最小值。更新ADF 221的滤波器系数，以便
[0008]此外，为了提高主动振动控制装置的降噪性能，基于控制系统从扬声器到麦克风的传递特性来准确地识别滤波器C（φ）。必须。通常，由于使用FIR模型来识别滤波器C（∧），因此模型的准确性取决于FIR滤波器的抽头数（阶数）和适合于噪声频带的FIR滤波器的时间长度（过滤器长度）。
[0009]此外，ADF 223和滤波器C（φ）222实际上是由通用DSP（数字信号处理器）实现的。
[0010]然而，在上述传统的主动振动控制装置中，DSP的处理速度受到限制，并且可以在一个采样周期内计算出的FIR滤波器222的抽头受到限制。由于数量是有限的，因此当希望增加抽头的数量时，即，当希望提高静音性能时，必须降低采样频率，并且将控制目标的频率转移到较低的频率。另一方面，如果控制目标的频率较高，则必须将采样频率设置为较高，因此必须将抽头的数量设置为较小，以确保所需的降噪性能。
[0011]因此，如果将采样频率设置为高，则FIR滤波器的滤波器长度变短，并且如果识别出传递特性，则特别是损害了控制目标的低频特性。因此，当由识别出的FIR滤波器控制具有低频的控制目标时，存在无法充分去除控制目标的振动噪声的问题。
[0012]鉴于上述问题提出了本发明，并且本发明的目的是即使在具有针对控制系统的传递特性的FIR滤波器的计算时间受到限制的情况下，也确保所需的降噪性能。本发明的目的是提供一种能够执行以下工作的主动振动控制装置。
解决问题的手段
[0013]为了实现上述目的，本发明要输入与来自振动源的振动高度相关的信号作为参考信号，并且控制装置，用于产生相对于振动传递特性在控制点具有相反相位的传递特性的抵消信号，以及抵消振动产生装置，其基于由控制装置产生的抵消信号来产生抵消振动；由用于检测由消除振动产生装置产生的消除振动和来自振动源的振动之间的消除误差的消除误差检测装置进行的滤波，以及具有在消除振动产生装置和消除误差检测装置之间的传递特性的滤波器。运算处理装置，用于根据这样获得的参考信号计算抵消信号的传输特性，以使由抵消误差检测装置检测到的误差信号具有最小值。在位置，滤波器长度可变地设定装置，用于可变地设定滤波器的时间长度。
[0014]优选地，滤波器长度可变设置装置通过对参考信号进行下采样来可变地设置滤波器的时间长度，并内插下采样的参考信号。其特征在于具有内插装置。
[0015]根据上述配置，滤波器长度可变设置装置可变地设置滤波器的时间长度。
[0016]优选地，通过对参考信号进行下采样来将滤波器的时间长度设置得更长。在这种情况下，通过在算术处理装置中提供的内插装置或通过与之分开设置的内插装置对下采样和滤波的参考信号进行内插。在下文中，将参考附图详细描述本发明的实施例。图1是示出根据本发明的主动振动控制装置的实施例的示意性配置的框图。
[0019]图1
[0019]在图中，附图标记1表示用于检测车辆或发动机（未示出）的振动信号（例如，车辆噪声或发动机噪声的基准信号）的振动传感器。所检测的参考信号被输入到A / D转换器2，并且被转换为数字信号x（n）。数字信号x（n）作为参考信号输入到ADF 3，转换开关41和采样周期调整电路16。
[0020]用于更新滤波器系数的LMS处理单元5的输出侧连接至ADF 3，并且LMS处理单元5连接至已通过FIR滤波器12或FIR滤波器14以及稍后将描述的内插电路15的数字信号r。根据（n）或r''（n）和后述的误差信号e（n）来更新ADF 3的滤波器系数。数字信号x（n）被更新后的ADF 3和抵消信号y滤波。抵消信号y（n）由D / A转换器6转换成模拟信号，并由放大器7放大，并由安装在车身上的致动器8作为抵消振动输出。
[0021]消除振动干扰直接从振动噪声源传递来控制振动的振动噪声，但是没有被消除振动所消除。动态噪声分量通过安装在车身中适当位置的误差传感器9作为误差信号ε被拾取。误差信号ε被放大器10放大并且被A / D转换器11数字转换为数字误差信号。 e（n）被输入到LMS处理单元5。]转换开关41具有两个输出端子，其中之一连接到致动器8和误差传感器9。连接到FIR滤波器12，该FIR滤波器12具有基于基于控制系统特有的传递特性等而精确地识别出的脉冲响应（采样频率fs，抽头J的数量）得出的滤波器系数Cj（抽头J / 2的数量）；另一个输出端子连接至下采样电路13，该下采样电路13以预定倍数（例如，１，３，倍，‥‥1 / n）进行下采样。在此，如图1中的虚线部分17那样，由DSP软件构成，如常规示例中一样，并且未示出的MPU（微处理器单元）控制整个设备。此外，采样周期调整电路16的输出端子连接到开关41。采样周期调整电路16将参考信号x（n）的周期设置到内置在DSP和MPU中的定时器。如果参考信号x（n）的频率等于或高于预定值Fm，则采样周期调整电路16切换开关41以输入参考信号x（n）。 ）连接到FIR滤波器12，并且当参考信号x（n）的频率等于或低于预定值Fm时，参考信号x（n）连接到下采样电路13。
[0024]下采样电路13的输出被输入到FIR滤波器14，并且由FIR滤波器14滤波的信号r'（n）被输入到插值电路15。内插电路15对下采样和滤波后的信号r′（n）进行内插，以返回到下采样之前的采样（以下称为“标准采样”）周期。
[0025] FIR滤波器12和内插电路15的输出侧分别连接到开关42的两个输入端子。此外，开关42与开关41一样具有采样周期调整电路16的输出。侧面已连接。如上所述，当参考信号x（n）的频率等于或高于预定值Fm时，采样周期调整电路16切换开关42以将FIR滤波器12的输出侧连接至LMS处理单元5，并且当x（n）的频率等于或小于预定值Fm时，内插电路15的输出侧连接到LMS处理单元5。
[0026]假设如下设置采样频率，下采样频率，FIR滤波器的抽头数以及开关41和42的开关频率。
[0027]在上述脉冲响应中使用的采样频率fs被用作基本采样频率。另外，将下采样频率设定为fs / N（N为整数），在本实施方式中，为了简化说明，特别地假设N ＝ 2。
[0028] FIR滤波器12和14的抽头数越多，则能够更准确地识别致动器误差传感器之间的传递特性，但是，考虑到计算时间和程序的简化，使用了FIR滤波器12和14。 14的抽头数为J / 2。这是冲激响应的抽头数J的の，但是，由于从冲激响应推导的方法在FIR滤波器12和14之间是不同的，因此滤波器长度是所配置的滤波器的时间长度。不一样假设脉冲响应的时间长度是1ms，则从脉冲响应的时间前半部分推导FIR滤波器12，使得滤波器长度变为1 / 2ms，并且FIR滤波器14将脉冲响应结果输出为1ms。 / 2，滤波器长度为1 ms。但是，由于抽头数是J / 2，与FIR滤波器12的抽头数相同，因此采样频率显然与从fs / 2的脉冲响应结果得出的采样频率相同。
[0029]以这种方式，FIR滤波器12具有作为其控制区域的参考信号x（n）的频率为FmFmax，该频率足以表示致动器误差传感器之间的传递特性。 ，设置抽头数J / 2和滤波器长度l / 2 ms。
[0030]另外，FIR滤波器14具有抽头，使得作为其控制区域的参考信号x（n）的频率小于Fmin Fm，并且足以表达致动器误差传感器之间的传递特性。设置数字J / 2和滤波器长度1ms。
[0031]开关频率Fm由采样频率和滤波器长度决定，特别是为了使每个滤波器的效果最大化，将开关频率Fm设置在滤波器控制区域的边界附近。有。
[0032]将详细描述如上所述配置的主动振动控制装置的控制操作。
[0033]在本实施例中，由下采样电路13执行采样时段转换，并且下采样电路13对标准采样参考信号x（n）进行稀疏并执行1/2下采样。然后，以伪方式改变采样周期。
[0034]在下文中，将分别描述由A / D转换器2数字转换的参考信号x（n）的频率为Fmin Fm和Fm Fmax的情况。
[0035]首先，当参考信号x（n）处于Fm Fmax时，采样周期调整电路16使开关41将参考信号x（n）输出至FIR滤波器12。在这种情况下，采样频率为fs，参考信号x（n）在Fm Fmax的范围内设置为F / 2，滤波器长度设置为1/2，抽头数设置为J / 2。由于它具有系数Cj（j ＝ 1，‥‥J / 2），因此FIR滤波器12的输出r（n）如下。
[0036] ID = 000003HE = 020 WI = 088 LX = 0610 LY = 2300公式（1）表示滤波器操作，滤波器长度为l / 2，抽头数为J / 2。
[0037] LMS处理单元5使用r（ni）和误差信号e（n），通过由以下等式（2）表示的LMS算法来更新ADF 3的滤波器系数Wi。
[0038] Wi（n +1）= Wi（n）+2μe（n）r（ni）‥‥（2）其中，μ是步长参数（控制每次迭代中校正量的大小）参数）。
[0039]基于如上所述获得的滤波器系数Wi（n），ADF 3如以下等式（3）所示对参考信号x（n）进行滤波，并消除偏移信号y （N）输出。
[0040]接下来，当参考信号x（n）的频率fs为Fmin Fm时，采样周期调整电路16将开关41设置为：ID = 000004HE = 015 WI = 078 LX = 0210 LY = 0650然后，参考信号x（n）被输出到下采样电路13。降采样电路13以两倍于采样周期的周期来稀疏参考信号x（n），并且将稀疏的参考信号x（n）输出到FIR滤波器14。因此，基准信号x（n）的采样频率在Fmin Fm的范围内为fs / 2，并被输入到滤波器长度为1且抽头数设为J / 2的FIR滤波器14。 FIR滤波器14基于稀疏的参考信号x（n）和滤波器系数Cj，输出由以下等式（4）表示的输出r'（n）。
[0041] ID = 000005HE = 020 WI = 112 LX = 0490 LY = 0950该表达式表示过滤器操作，其中过滤器长度为l，抽头数为J / 2。
[0042] FIR滤波器14的输出r'（n）被输入到内插电路15，内插电路15如上所述将下采样频率返回到标准采样频率。梯形近似和梯形近似这两种内插方案之一对已稀疏的参考信号x（n）进行内插以生成具有标准采样频率fs的参考信号，并将其输出到LMS处理单元5。在此，在i ＝ 2k（0≤k≤I/ 2 1）的情况下，FIR滤波器14的输出r'（n）由降采样后的基准信号x（n）构成。在这种情况下，如以下等式（5）所示，原样输出FIR滤波器14的输出r′（n）作为内插电路15的输出r″（n）。]
[0044] r “（Ni）＝ r′（ni）（5）另一方面，当i ＝ 2k + 1（0≤k≤I/ 2 1）时，FIR滤波器14的输出r′（n）被下采样。如果舍弃，则通过矩形近似或梯形近似对插值电路15的输出r''（n）进行插值。矩形近似和梯形近似分别由以下等式（6）和（7）表示。 ）。
[0045]矩形逼近：r''（ni）= r'（ni 1）‥‥（6梯形近似：r''（ni）= r'（ni 1）+
[r'（ni + 1）r'（ni 1）] / 2（7）输出由插值电路15进行插值，并根据矩形近似或梯形近似插值方法进行插值。]
[0046]插值电路15的输出r''（n）发送到LMS处理单元5。在输入之后，LMS处理单元5通过如上所述由以下等式（8）和（10）表示的LMS算法来更新ADF 3的滤波系数。
[0047]当i = 2k（0≤k≤I / 2 1）时，Wi（n +1）= Wi（n）+2μe（n）r'（ni）‥‥（8），而i = 2k + 1（0≤k≤I / 2 1），矩形近似值：Wi（n + 1）= Wi（n）+2μe（n）r'（n i 1）‥‥（9）梯形近似值：Wi（n + 1） = Wi（n）+2μe（n）
[r'（ni1）+
[r'（ni + 1）r'（ni1）] / 2]‥‥（10）
[0048]基于如上所述获得的滤波器系数Wi（n），ADF 3输出由上述公式（3）表示的消除信号y（n）。
[0049]在本实施方式中，作为主动振动控制装置的控制方法，采用了滤波后的XMS LMS算法，但本发明不限于此，还被扩展到基于滤波后的XMS LMS算法的多输入输出系统。可以类似地将其应用于MEFX（多重错误过滤X）LMS算法，ES（错误扫描）方法等。
[0050]此外，在本实施例中，如上所述，执行标准采样还是降采样取决于参考信号x（n）的频率是否已经超过开关频率Fm。尽管确定，但是开关频率Fm可以具有如图2所示的磁滞特性。
[0051]图2
[0051]此外，在该实施例中，内插电路15用于内插由下采样电路13稀疏并由滤波器C（φ）滤波的参考信号r'（n）。尽管处理返回到标准采样时段，但是本发明不限于此，虚线部分17的所有处理可以由软件执行。
[0052]如上所述，根据本发明，输入与来自振动源的振动高度相关的信号作为参考信号，并且执行来自振动源的振动传递。控制装置，用于产生相对于该特性在控制点处具有相反相位的传递特性的抵消信号；抵消振动产生装置，用于基于由控制装置生成的抵消信号来产生抵消振动；以及由用于检测由振动产生装置产生的消除振动和来自振动源的振动之间的消除误差的误差信号检测装置，以及在消除振动产生装置与误差信号检测装置之间具有传输特性的滤波器进行滤波。一种主动振动控制装置，包括：算术处理单元，其基于所述参考信号对所述偏移信号的传输特性进行算术处理，以使得由所述误差信号检测单元检测到的误差信号具有最小值。因此，由于设置了用于可变地设定过滤器的时间长度的过滤器长度可变设定单元，因此即使限制了过滤器的动作时间，也能够使过滤器长度足够长，从而降低了控制目标。即使在频率具有低频范围的情况下，也可以产生用于振动噪声的准确的消除信号。
[0053]此外，由于不需要通过降采样来增加抽头的数量，因此可以使用具有较慢的滤波器操作时间的算术元件，并且可以降低主动振动控制装置的成本。 。另外，由于校正装置与算术处理装置分开设置，所以输入到算术处理部分的信号总是恒定的，因此一种算术算法可以覆盖整个控制频率，从而使用了低成本的算术元件。我可以附图说明
[0054]图1是示出根据本发明的主动振动控制装置的实施例的示意性配置的框图。图2是示出开关频率Fm的特性的图。图3是示出传统的主动振动控制装置的示意性构造的框图。 1图2图3
[0055] 1振动传感器3自适应滤波器（控制装置）5 LMS处理部（计算处理装置）8执行器（取消振动产生装置）9错误传感器（错误信号检测装置）12 ，14 FIR滤波器13下采样电路（滤波器长度可变设定装置）15内插电路16采样调整电路
图1是示出根据本发明的主动振动控制装置的实施例的示意性配置的框图。图2是示出开关频率Fm的特性的图。图3是示出传统的主动振动控制装置的示意性构造的框图。图1图2图3
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[0055] 1振动传感器3自适应滤波器（控制装置）5 LMS处理部（算术处理装置）8执行器（取消振动产生装置）9错误传感器（错误）信号检测装置）12、14 FIR滤波器13下采样电路（滤波器长度可变设定装置）15内插电路16采样调整电路]
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