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A雙極性步進電機的基礎知識
雙極性步進電機包含兩繞組，為了使電機運行平穩，不斷的給這兩個線圈加以相位差90度的正弦波，步進電機就開始轉動起來。
通常，步進電機不是由模擬線性放大器驅動；而是由PWM電流調節驅動，把線性的正弦波信號轉換成了離散的直線段信號。 正弦波可被分成多段，隨著段數的增加，波形不斷接近正弦波。 實際應用中，段數多從4到2048或更多，大多數步進驅動IC採用4到64段細分。整步驅動，每一時刻只有一個相通電，兩相電流交替和電流方向切換，使得一共產生四個步進電機機械狀態。半步驅動，比整步驅動方式相對複雜一些，在同一時刻，可能兩個相都需要被通電，如圖1所示，使電機的步進分辨率提高了一倍。細分驅動，電機轉子走一步的角度將會隨著細分數的增加而減小，電機轉動也越來越平穩，例如把一個32段細分序列稱為八分之一步驅動模式（見圖1）。
圖1：細分驅動的電流波形。
電流控制精度的重要性
雙極性步進電機轉子的位置取決於流經兩個線圈繞組的電流的大小。通常，選擇步進電機的主要指標為，準確的機械定位或精準的機械系統速度控制。所以繞組電流的精度控制對步進電機的平穩運行非常重要。
在機械系統中，有兩個問題會導致不準確的電流控制：
1、在低速運行或用步進電機用於定位控制的情況下，每一細分段電機運行的步數錯誤，導致錯誤的定位。
2、在高速運行下，系統非線性會導致短期電機運行速度變化，使得力矩不穩，增加了電機噪聲和振動。
PWM控制和電流衰減模式（Decay Mode）
大多數的步進電機驅動IC，依靠步進電機繞組的電感特性實現PWM電流調節。通過每個繞組對應的功率MOSFET組成的H橋電路，隨著PWM控制開始，電源電壓被加到電機繞組上，從而產生驅動電流。一旦電流達到設定值，H橋就會切換控制狀態，使得輸出電流衰減。 一定固定時間後，一個新的PWM週期又會開始，H橋再次產生線圈電流。
重複這一過程，使繞組電流上升和下降。通過電流採樣和狀態控制，可以調節控制每一段細分的峰值電流值。
在預期的峰值電流達到後，H橋驅動繞組的電流衰減控制方式有兩種：
1、繞組短路（同時開通低側或高側的MOSFET），電流衰減慢。
2、H橋反向導通，或允許電流通過MOSFET的體二極管流通，電流衰減快。
這兩種電流衰減方式稱為慢衰減和快衰減（見圖2）。
圖2：H橋工作狀態。
由於電機繞組是感性的，電流的變化率取決於施加的電壓和線圈感值。要步進電機快速運行，理想的情況就是是能夠控制驅動電流在很短的時間內變化。不幸的是，電機運動中會產生一個電壓，其方向與外加電壓相反，反抗電流發生改變的趨勢，稱為“反電動勢”。 所以電機轉速越快，此反向電動勢就越大，在它作用下電機隨速度的增大而相電流減小，從而導致力矩變小。 為了減輕這些問題，要麼提高驅動電壓，要麼降低電機繞組電感。 降低電感意味著用更少的匝數繞組，就需要更高的電流來達到相同的磁場強度和扭矩。
傳統峰值電流控制的問題
傳統的步進電機峰值電流控制，通常只檢測通過線圈的峰值電流。 當預期的峰值電流達到後，H橋就會切換導通狀態，使得輸出電流衰減（快衰減，慢衰減，或兩者的組合），持續一定固定時間，或等一個PWM週期結束。電流衰減時，驅動IC無法檢測輸出電流，從而導致一些問題。
一般來說，最好是用慢衰減，可以得到更小的電流紋波，平均電流能更準確的跟蹤峰值電流。 然而，隨著步率增大，慢衰減不能夠及時降低繞組電流，無法保證精確的電流調節。
為了防止採樣到開關電流尖峰，在每個PWM週期的開始，有一個非常短的時間（blanking TIme）是不採樣繞組電流的，那麼此時的電流就是不受控制的。這會導致嚴重的電流波形畸變和電機運行的不穩定（見圖3）。
圖3：慢衰減模式下的電流畸變。
在正弦波達到峰值後，電流先開始衰減，然後又增加，直到H橋工作在高阻狀態，電流才繼續向零衰減。
為了避免這種情況，許多步進電機驅動芯片，在電流幅值增加的時候採用慢衰減模式，在電流幅值減小時使用快衰減或混合衰減（結合快衰減和慢衰減）模式。 然而，這兩種衰減模式的平均電流是是完全不同的，因為快衰減模式時的電流紋波相對大很多。 結果就是，兩種模式下的平均電流值相差很大，導致電機運行不平穩（見圖4）。
圖4：傳統峰值電流控制下的波形
如圖4波形所示，峰值電流後一步和前一步的電機步進不一樣，會導致位置誤差和瞬時速度的變化。電流過零時，因為兩種衰減模式的切換，也會有同樣的問題。
雙向電流採樣
傳統的步進驅動，在每個H橋下管源極和地之間接外部檢測電阻，只測量PWM導通時檢測電阻上的正向電壓。在慢衰減模式下，電流循環通過內部MOSFET，不通過檢測電阻，因此無法測量電流。在快衰減模式下，通過電阻的電流翻轉，產生的是負電壓。對於目前的電源IC工藝，負電壓很難被簡單的採樣處理。
如果我們可以監控電流衰減時期的繞組電流，許多步進電機驅動的電流調節問題就能被解決。但是，如上所說通過外部檢測電阻很難實現，更好的選擇是嘗試內部電流檢測。內部電流檢測允許在任何時候監測電流，如PWM導通時間，以及快衰減和慢衰減過程中。 雖然它增加了驅動IC的複雜性，但內部電流檢測大大降低了系統成本，因為外部的採樣電阻不需要了。 這些電阻非常大且昂貴，價格通常和驅動IC差不多！
MP6500步進驅動IC
MP6500雙極性步進電機驅動芯片，集成內部電流檢測，很好的取代了傳統廉價的峰值電流控制雙極步進電機的驅動IC。MP6500內部電路框圖如圖5所示。
圖5：MP6500電路框圖。
MP6500最大驅動電流峰值為2.5A（具體取決於封裝和PCB設計）；電源電壓範圍從4.5V至35V。 支持整步，半步，四分之一步，八分之一步驅動模式。不需要外部電流檢測電阻，只需要一個接地的小型、低功耗電阻去設定繞組電流峰值。
內部電流檢測依賴於精準的功率管及相關電路的匹配設計，可以保證始終準確採樣繞組電流，從而提高步進電機的運行質量。
通常情況下， MP6500工作在慢衰減模式下。然而，當一個固定關斷時間結束，慢衰減結束後，如果當前繞組電流仍高於預期水平，快衰減模式會被開啟以用來迅速減小驅動電流到所需值。 這種混合控制模式，使得驅動電流快速下降到零，同時又保證平均電流盡量接近設定值。 當step跳變時，快衰減就被採用使得當前電流迅速被調整到零，如圖6所示。
圖6：MP6500的自動衰減模式（step跳變時）。
如果電源電壓高，電感值低，或所需的峰值電流幅值很低，電流很有可能高於設定值。由於blanking TIme，每個PWM週期都會有一個最小導通時間，此時許多傳統的步進電機驅動器無法控制繞組電流。如果發生這種情況，MP6500會不斷採用快衰退模式來保證繞組電流一直不超過設定值（見圖7）。
圖7： MP6500的自動衰減模式（低電流情況下）。
這種自適應衰減模式與只使用慢衰減模式相比，平均電流的變化比較小。由於快速衰減模式只用來控制驅動電流低於設定值，誤差比在整個PWM關斷時間採用快衰減模式要小的多。
這種控制方法的優點是，對於不同的電機和電源電壓，用戶不需要做任何系統調整，衰減模式是完全自動調整的。 而傳統的步進電機驅動，對於不同應用，必須調整衰減模式甚至PWM關斷時間，以得到最好的運行質量。
使用了這種電流調節方法，MP6500可以確保整個週期的平均繞組電流都準確穩定（見圖8），明顯改善了電機的運行質量。
圖8：MP6500輸出電流波形
電機運行質量測量
步進電機的運行質量，往往很難準確的量化評估。通常，靠人的眼睛，耳朵，手來判斷相對位置，噪聲和振動的情況。這些方法都很難精確測量每個細分段的位置精度。一個步距角1.8°步進電機，每八分之一步對應的旋轉角度為0.225°，非常小。 在電機運動時，比較容易的測試方法是時域測量， 定位誤差會轉化為速度的變化。速度隨時間的變化可以用示波器測量出來。為了實現這些測量，測試設備需要一個高分辨率的光學編碼器和與步進電機支架組裝在一起的磁粉制動器。
步進電機選用的是一個用於小型工業設備或3D打印機的XY位移平臺的典型電機：1.8°步距角NEMA 23步進電機，電感量為2.5mh，額定電流2.8A。
要進行運行質量測量，還需要一個頻率電壓轉換器（Coco Research KAZ-723）去處理光電編碼器的輸出信號，轉化為電壓信號後就可以在示波器和頻譜分析儀上分析處理。這個電壓信號實時代表了不斷更新的電機轉速。
測試設備如圖9，圖10所示。
圖9：電機試驗檯。
圖10：kaz-723 頻率電壓轉換器。
為了檢測整個測試系統的運行和了解所用電機和測試裝置的固有缺陷，在電機兩個線圈上加上相位差90度的正弦波電流。兩相電流和代表電機轉速的電壓信號，如圖11所示。
頻率電壓轉換器的輸出顯示電機瞬時速度的變化是週期性的，與驅動電流波形同步。這個速度變化很可能是由於電機本身的磁場和機械構造的缺陷引起的，也部分原因可能是編碼器，測試機架，或驅動電流的諧波失真分量。
那麼，圖11就是此測試設置下此電機最理想的運行結果，雖然我們可以通過預調整驅動波形來補償電機結構引起的問題以進一步提高運行質量。
圖11：模擬電流驅動電機運行測量。
接著，在相同設置和試驗條件下，用市面上通用的雙極步進驅動器來驅動電機，採用傳統的峰值電流控制和使用外部檢測電阻器。該驅動器電流增大時採用慢衰減模式，電流減小採用混合衰減模式。
混合衰減模式的閾值設置儘量優化，使得慢衰模式工作時間儘可能長，同時當電流幅值減小到零時能一直保證跟蹤所期望的理想波形。這樣可以儘可能的減小PWM電流紋波，也就是儘量減小速度的變化量。
如圖12所示，採用這種傳統步進驅動芯片，速度的變化是模擬正弦和餘弦波電流驅動的三倍。這意味著電機噪聲，振動，以及定位誤差都增加了。
圖12：傳統控制調節方案下的電機運行質量。
MPS MP6500步進驅動集成芯片，採用內部電流採樣和上述的自動衰減電流調節方案，可以實現更好的電機運行質量。如圖13所示，速度變化雖不是和模擬正弦和餘弦波電流驅動的結果一樣小，但是比傳統的驅動方案要改善許多，使得電機運行更平穩安靜，定位更精確。
圖13：MP6500驅動的電機運行質量
高速運行
正如我們在圖3中看到的，在很高的步率情況下，傳統的電流控制技術不能很好控制繞組電流，有可能產生嚴重的電流波形畸變。隨著電機的轉速不斷增大，反電動勢會越來越大，在它作用下相電流隨速度的增大而減小，且電流下降的時間也減少，從而導致力矩變小甚至失速。相對於傳統方案，MP6500的改進自適應電流控制模式可以使電機運行在更高的速度。
圖14為，同上測試系統下采用傳統電流控制模式，電機轉速不斷提高的測試結果（橫軸為時間，縱軸為轉速）。失速發生時，速度測量結果是在8V左右，相當於在480RPM。
圖14：傳統控制模式的提速測試。
使用相同的設置和繞組電流，如圖15所示，由於更好的自適應電流調節控制方案，MP6500可以驅動明顯更高的速度。失速發生時，速度測量結果是在10V左右，相當於在600RPM。
圖15：MP6500的提速測試。
結論
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