Author: Jackie Long
正弦波振盪電路的具體形有很多種，比如電容三點式、電感三點式、LC振盪式等等，文氏電橋振盪電路（Wien bridge oscillator circuit），簡稱"文氏電橋"，也是一種適於產生正弦波信號的振盪電路，因振盪穩定且輸出波形良好，在較寬的頻率範圍內也能夠容易調節，因此應用場合較為廣泛。
基本的文氏電橋振盪電路結構如下所示：
上圖中，R1、R2、C1、C2組成的RC串併網絡將輸出正反饋至同相輸入端，R3、R4則將輸出負反饋至運放的反相輸入端，電路的行為取決於正負反饋那一邊佔優勢（為便於分析，通常都假設R1=R2=R且C1=C2=C，當然這並不是必須的）。
可以將該電路看作對A點輸入（即同相端電壓）的同相放大器，因此該電路的放大倍數如下：
可以證明，當放大倍數小於3時（即R4/R3=2），負反饋支路佔優勢，電路不起振；當放大倍數大於3時，正反饋支路佔優勢，電路開始起振並不是穩定的，振盪會不斷增大，最終將導致運放飽和，輸出的波形是削波失真的正弦波。
但是這個電路的實際應用幾乎沒有，因為它對器件的要求非常高，即R4/R3必須等於2（也就是放大倍數必須為3），只要有一點點的偏差，電路就不可能穩定地振盪下去，因為元件不可能十分精確，就算可以做到，受到溫度、老化等因素，電路也可會出現停振（放大倍數小於3）或失真（放大倍數大於3）的情況。
我們用下圖所示的電路參數進行仿真：
當R4=100K時，放大倍數為11，其輸出波形如下圖：
當R4=30K時，放大倍數為4，其輸出波形如下圖：
當R3=21K時，放大倍數為3.1倍，其輸出波形如下圖所示：
當R3=20.1K時，放大倍數為3.01倍，其輸出波形如下圖所示：
注意縱軸單位為mV（毫伏），此時電路起振後不斷地放大導致幅度增加（此圖只是一部分），但由於放大倍數太小，因此達到大信號電平需要更長的時間。
當R3=20K時，放大倍數為3倍，其輸出波形如下圖所示：
注意縱軸單位為pV（皮伏），放大倍數太小，一直都處在小信號狀態，什麼時候達到大信號狀態也無從得知，因此這裡就沒圖了，不好意思。
當R3=15K時，放大倍數為2.5倍（負反饋佔優勢），其波形如下圖所示：
把局部放大後如下圖所示，注意縱軸單位
可以看到，電路的放大倍數越大，則電路越容易起振，但只要放大倍數超過3，則輸出波形都將出現削波失真，如果放大倍數設置恰好為3，則仿真時間要等很久才會有結果。實際用器件搭電路時，要做到放大倍數為3.00000XXXX可真不是件容易的事.
為了讓電路更易應用於實踐，有必要對其進行一些優化，如下圖所示：
我們的修改思路是這樣：當電路開始振盪時保證放大倍數大於3，這樣可以使得電路容易起振，而當電路的振盪幅度增大到某個程度時，將其放大倍數自動切換為小於3，這樣就能限制振盪的最大幅度，從而避免振盪波形出現削波失真。
修改的電路中增加了R5、D1、D2，因此，當振盪信號比較小時，二極管沒有導通，因此R5、D1、D2支路相當於沒有，因此放大倍數大於3，而當振盪信號比較大時，二極管導通，相當於R5與R4並聯，這樣放大倍數就會小一些（合理設置R5的阻值，可以使其放大倍數小於3）。
其輸出波形如下圖所示：
下圖為局部放大的波形圖，可以看到，此時的輸出波形不再有失真。
實際應用中，我們也可能需要單電源供電的振盪電路，如下圖所示：
在單電源供電系統中，我們增加了電阻R6與電容C3，電阻R6的值通常與R1相同，這樣兩者對直流正電源VCC分壓，則有A點的電位為（VCC/2），再利用電容C3的"隔直流通交流"特性，使R4（R5）引入直流全負反饋，此時相當於一個電壓跟隨器，因此輸出靜態時輸出電壓為VCC/2，此時電路的直流通路等效如下圖所示：
我們用下圖所示的電路參數進行仿真：
其輸出波形如下圖所示，輸出正弦波是以6V（即12V的一半）作為中點的。：
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