設計理想的參考面

由於PCB的導線存在電阻、電感和電容，所以在進行PCB設計時，設計一個純淨的、無阻抗的(理想的)地線和電源線是十分重要的。在模數混合電路設計中採用參考面是替代導線的最好設計。

模擬地和數字地分割

分割是指利用物理上的分割來減少不同類型線之間的耦合，尤其是通過電源線和地線的耦合。在模數混合電路中，如何降低數字信號和模擬信號的相互干擾是必須考慮的問題。在設計之前，必須瞭解PCB電磁兼容性的兩個基本原則：一是儘可能減小電流回路的面積;二是系統儘量只採用一個參考面。由前面的介紹已知，假如信號不能由儘可能小的環路返回，則有可能形成一個大的環狀天線;如果系統存在兩個參考面，就會形成一個偶極天線。因此，在設計中要儘可能避免這兩種情況。避免這兩種情況的有效方法是將混合信號電路板上的數字地和模擬地分開，形成隔離。但是這種方法一旦跨越分割間隙(“壕”)佈線，就會急劇增加電磁輻射和信號串擾，如圖11-5所示。在PCB設計中，若信號線跨越分割參考面，就會產生EMI問題。

圖11-5　佈線跨越模擬地和數字地之間的間隙

在混合信號PCB的設計中，不僅對電源和“地”有特別要求，而且要求模擬噪聲和數字電路噪聲相互隔離以避免噪聲耦合。對電源分配系統的特殊需求，以及隔離模擬和數字電路之間噪聲耦合的要求，使得混合信號PCB的佈局和佈線具有一定的複雜性。

通常情況下，分割的兩個地會在PCB的某處連在一起(即在PCB的某個位置單點連接)，電流將形成一個大的環路。對高速數字信號電流而言，流經大環路時，會產生RF輻射和呈現一個很高的地電感;對模擬小信號電流而言，則很容易受到其他高速數字信號的干擾。另外，模擬地和數字地由一個長導線連接在一起會形成一個偶極天線。

對設計者來說，不能僅僅考慮信號電流從何處流過，而忽略了電流的返回路徑。瞭解電流回流到“地”的路徑和方式是最佳化混合信號電路板設計的關鍵。

在進行混合信號PCB的設計時，如果必須對接地平面進行分割，而且必須由分割之間的間隙佈線，則可以先在被分割的地之間進行單點連接，形成兩個地之間的連接“橋”，然後經由該連接“橋”佈線，如圖11-6所示。這樣，在每一個信號線的下方都能夠提供一個直接的電流返回路徑，從而可以使形成的環路面積很小。

圖11-6

對於採用光隔離元件或變壓器實現信號跨越分割間隙的設計，以及採用差分對的設計(信號從一條線流入，從另一條線返回)，可以不考慮返回路徑。

採用“統一地平面”形式

在ADC或DAC電路中，需要將ADC或DAC的模擬地和數字地引腳連接在一起時，一般的建議是：將AGND和DGND引腳以最短的引線連接到同一個低阻抗的地平面上。

如果一個數字系統使用一個ADC，如圖11-7所示，則可以將“地平面”分割開，在ADC芯片的下面把模擬地和數字地部分連接在一起。但是要求必須保證兩個地之間的連接橋寬度與IC等寬，並且任何信號線都不能跨越分割間隙。

圖11-7

如果一個數字系統中有多個ADC，在每一個ADC的下面都將模擬地和數字地連接在一起，則會產生多點相連，模擬地和數字地的“地平面”分割也就沒有意義了。對於這種情況，可以使用一個“統一的地平面”。如圖11-8所示，將統一的地平面分為模擬部分和數字部分，這樣的佈局、佈線既滿足對模擬地和數字地引腳低阻抗連接的要求，同時又不會形成環路天線或偶極天線所產生的EMC問題。最好的方法是開始設計時就用統一地。

圖11-8　採用“統一的地平面”

因為大多數A/D轉換器晶片內部沒有將模擬地和數字地連接在一起，必須由外部引腳實現模擬地和數字地的連接，所以任何與DGND連接的外部阻抗都會由寄生電容將更多的數位噪聲耦合到IC內部的模擬電路上。而使用一個“統一的地平面”，需要將A/D轉換器的AGND 和DGND引腳都連接到模擬地上，但這種方法會產生如數字信號去耦電容的接地端應該接到數字地還是模擬地的問題。

數字和模擬電源平面的分割

在模數混合電路中，通常採用獨立的數字電源和模擬電源分別供電。在模數混合信號的PCB上多采用分割的電源平面。應注意的是緊鄰電源層的信號線不能跨越電源之間的間隙，而只有在緊鄰大面積“地”的信號層上的信號線才能跨越該間隙。可以將模擬電源以PCB走線或填充的形式而不是一個電源平面來設計，這樣就可以避免電源平面的分割問題了。

在PCB佈局過程中的一個重要步驟就是確保各個元件的電源平面(和地平面)可以進行有效分組，並且不會與其他的電路發生重疊，如圖11-9所示。例如，在A/D電路中，通常是數字電源參考層和數字地參考層(數字接地面)位於IC的一側，模擬電源參考層與模擬地參考層(模擬接地面)位於另一側，並用0Ω電阻或鐵氧體磁環在IC下面(或者最少在距離IC非常近的位置)的一個點把數字地層和模擬地層連接起來。

圖11-9　模數電源平面和地平面進行分組

如果使用多個獨立的電源並且這些電源有著自己的參考層，則不要讓這些層之間不相關的部分發生重疊。這是因為兩層被電介質隔開的導體表面會形成一個電容。如圖11-10所示，當模擬電源層的一部分與數字地層的一部分發生重疊時，兩層發生重疊的部分就形成了一個小電容。事實上這個電容可能會非常小。不管怎樣，任何電容都能為噪聲提供從一個電源到另一個電源的通路，從而使隔離失去意義。

圖11-10　層的重疊部分會形成一個電容

最小化電源線和地線的環路面積

最小化環路面積的規則是電源線和信號線與其迴路構成的環路面積要儘可能小，實際上就是為了儘量減小信號的迴路面積。

在一個模數混合電路中，如圖11-11所示，地的返回環境可能是非常複雜的。

圖11-11　模數混合電路複雜的地的返回環境

保持電源線和信號線和它的地返回線緊靠在一起將有助於最小化地環路面積，以避免潛在的天線環。地環路面積越小，對外的輻射越少，接收外界的干擾也越小。根據這一規則，在對地平面(接地平面)進行分割時，要考慮到地平面與重要信號走線的分佈，防止由於地平面開槽等帶來的問題;在雙層板設計中，在為電源留下足夠空間的情況下，應該將留下的部分用參考地(接地平面)填充，並且增加一些必要的過孔，將雙面信號有效連接起來。對於一些關鍵信號，應儘量採用地線隔離;對於一些頻率較高的設計，則需特別考慮其地平面信號迴路的問題，建議採用多層板。

在信號導線下必須有固定的返回路徑(即固定地平面)以保持電流密度的均勻性。如圖11-12所示，返回電流是直接在信號導線下面流通，這將具有最小通道阻抗。

圖11-12　在信號導線下有固定的返回路徑

對於過孔，如圖11-13所示，也必須考慮其返回電流路徑 [27] 。在信號路徑過孔旁邊必須有返回路徑的過孔[如圖11-13(b)所示]，對於阻抗受控的過孔，可以設計多個返回路徑過孔(如圖11-13(c)所示)。

圖11-13　過孔的返回電流路徑

圖11-13　過孔的返回電流路徑(續)

模數混合電路的電源和接地佈局示例

對於模數混合電路來說，電源和接地的PCB佈局是很重要的。模數混合電路電源和接地PCB設計的一般原則如下。

(1)PCB分區為獨立的模擬電路和數字電路部分，並採用適當的元器件佈局。

(2)跨分區放置ADC或DAC。

(3)不要對“地平面”進行分割，在PCB的模擬電路部分和數字電路部分下面設統一的地平面。

(4)採用正確的佈線規則：在電路板的所有層中，數字信號只能在PCB的數字部分佈線，模擬信號只能在電路板的模擬部分佈線。

(5)模擬電源和數字電源分割，佈線不能跨越分割電源面的間隙，必須跨越分割電源間隙的信號線要位於緊鄰大面積地平面的信號層上。

(6)分析返回電流實際流過的路徑和方式。

圖11-14給出了一個推薦的溫度測量電路接線佈局圖 [80 ] 。模擬電路不應受到諸如交流聲干擾和高頻電壓尖峰此類干擾的影響。模擬電路與數字電路不同，連接必須儘可能短以減少電磁感應現象，通常採用在V cc 和地之間的星形結構來連接。通過公共電源線可以避免電路其他部分耦合所產生的干擾電壓。

圖11-14　一個推薦的溫度測量電路接線佈局圖

該溫度測量電路採用一個獨立的電源為數字器件和模擬器件供電。電感L 1 和旁路電容C 3 用來降低由數字電路產生的高頻噪聲。電解電容C 5 用來抑制低頻干擾。該電路結構中心的模擬接地點是必不可少的。正確的電路佈局可以避免測量數據時的不必要的耦合，這種耦合可以導致測量結果的錯誤。ADC的參考電壓連接點(REF+和REF-)是模擬電路的一部分，因此它們分別直接連接到模擬電源電壓點(V cc )和接地點上。

連接到運算放大器同相輸入端的RC網絡用來抑制由傳感器引入的高頻干擾。即使當干擾電壓的頻率遠離運算放大器的輸入帶寬時，仍然存在這樣的危險，因為這些電壓會由於半導體元件的非線性特性而得到整流，並最終疊加到測量信號上。

在此電路中所使用的ADC TLV1543有一個單獨的內部模擬電路和數字電路的公共接地點(GND)。模擬電源和數字電源的電壓值均是相對於該公共接地點的。在ADC器件區域應採用較大的接地平面。TLV1543的模擬接地和數字接地信號都連接到公共接地點上(見圖11-14)。所有的可用屏蔽點和接地點也都要連接到公共接地點上。

在設計PCB時，合理放置有源器件的旁路(去耦)電容十分重要。旁路(去耦)電容應提供一個低阻抗迴路，將高頻信號引入地，用來消除電源電壓的高頻分量，並避免不必要的反饋和耦合路徑。另外，旁路(去耦)電容能夠提供部分能量，用於抵消快速負載變化的影響，特別是對於數字電路而言。為了能夠滿足高速電路的需要，旁路(去耦)電容應採用100nF的陶瓷電容器。50μF的電解電容(50μF)可以用來拓寬旁路的頻率的範圍。